【论文大全】导语，你眼前所阅读的这篇文章共有30832文字，由陶芬伟细心订正后，发表到范万文网！集成电路英语：integrated circuit，缩写作 IC；或称微电路（microcircuit）、微芯片（microchip）、晶片/芯片（chip）在电子学中是一种将电路（主要包括半导体设备，也包括被动组件等）小型化的方式，并时常制造在半导体晶圆表面上。SPWM稳频稳压逆变电源_工科论文十篇欢迎学习参考，希望对你有帮助！
SPWM稳频稳压逆变电源_工科论文 第一篇
引言
近年来，变频器与变频电机组成的拖动系统在生产中发挥着重要的作用。然而在使用中经常发现变频器与变频电机不能很好地匹配，这个问题严重困扰着变频器及变频电机的生产厂家。因此有必要研发SPWM稳频稳压电源，使电源频率可调范围为0～500Hz，电压可调范围为0～420V（基波）。且能显示电机实际响应的SPWM波的电压(Vpwm)、电流、频率和功率等。这样，变频器的生产厂家就可以该电源为标准，测量出与之配套的变频电机真实使用的电压值、电流值、频率值，来调校变频器的矢量控制参数或v/f控制参数。而电机生产厂家也可根据该标准电源来调整电机的参数，使其与变频器匹配。
图1
1 工作原理及测量系统
如图1所示，SPWM稳频稳压电源主电路与市面上成熟的SPWM逆变电源类似。当交流电机和一个脉宽调制变频器一起被用于变频调速时，设计Vpwm是为了测量交流电机有效电压。这种类型的变频器首先从交流源产生一个直流电压E，被称为直流链电压。然后利用电力电子变换技术，采用脉宽调制来变换直流链电压，可以得到一个三相电源系统，例如：通过IGBT在数ms内将直流电压开关数百次，来创建频率可调的三相电压。然而输出电压并不是正弦波，而是一个恒幅值的高频斩波波形，如图2所示。这种电压被送给电机，由于电机是一个大的感性负载，主要对电源电压低频部分作出响应，故电流波形仅具有少量的高频成分，近似为一个正弦波。对于系统设计者和使用者，能够测量出电机实际接收到的电压Vpwm，检查电机的矢量参数或v/f是否超出范围是非常重要的。如果长时间超出电机的标称v/f值（例如，电机在高频、低速下运转），电机将会发热，甚至损坏，而产生严重后果。然而需要注意的是，用电压表测量该斩波波形的电压是有效值Vrms，而电机响应的实际有效电压Vpwm与图2的脉宽调制波的有效值Vrms之间存在非常大的误差。例如某系统，当Vpwm=144V时，Vrms=192V，误差率为（192－144）/144=33.3％
采样经检测系统将数据送给控制系统。控制系统通过计算基频的整个周期的绝对平均电压的有效值即均方根值检测出VPWM。
例如，当载波比N=ωc/ωs取3的奇整倍数时，线电压uab的傅立叶级数表达式为
式中：M为调制度；
m与n分别为相对于载波和调制波的谐波次数；
ωc，ωs分别为载波和调制波的角频率。
同样可推导出线电压ubc及uca的方程式。显然幅值很高的载波成分被消除掉了；载波谐波也被消除；它们的上下边频中的零序谐波成分也不存在了；上式中sin是消除m和n的同时为偶数或同时为奇数时的那些项。表1为uab中谐波的通用值。
表1 uab中谐波的通用值
km±n
M
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1
0.122
0.245
0.267
0.490
0.612
m±2
0.010
0.037
0.080
0.135
0.195
m±4
0.005
0.011
2m±1
0.116
0.200
0.227
0.192
0.111
2m±5
0.008
0.020
3m±2
0.027
0.085
0.124
0.108
0.038
3m±4
0.007
0.029
0.064
0.096
4m±1
0.100
0.096
0.005
0.064
0.042
4m±5
0.021
0.051
0.073
4m±7
0.010
0.030
图3所示的是在中存在高频成分时谐波和基波相迭加的情景。谐波的次数越高对平均值的影响越小。
采用图1的测量系统，取输出的基频和测量基频的整数个周期，将有关数据传送给控制系统，控制系统通过计算基频波的均方根值（有效值），最终显示出电机实际响应的Vpwm值。
2 稳压稳频系统设计方法
在稳频稳压SPWM电源设计前?须明确系统要求的技术指标，根据这些指标进行系统的静态和动态设计，从而明确各单元电路应达到的主要技术指标。合理地分给各个单元，然后进行参数计算。正确的参数被送给数字电路进行程序设计来控制频率与电压。由图4稳幅原理框图，得到图5闭环系统结构图。
2.1 静态设计
由图5可推导出静态特征方程
Uo=KUnUi/(1＋αK1K2Ui) （2）
则静态结构图如图6所示。
根据静态特征方程和系统的技术指标，可确定各单元电路的技术指标。
2.2 动态设计
由于各单元电路均可能存在延时，它们将影响系统的动态性能，并可能引起系统振荡。设总延时为Ts，功放是闭环系统中延时最大的环节，其传递函数为
K2/(1＋Tss) （3）
积分乘法器的传递函数为
Ui(1＋Ts)/Ts （4）
反馈电路因有滤波环节，其传递函数为
α/(1＋Tns) （5）
则得系统的动态结构图如图7所示。根据系统的最终校正
新一代单片PFC+PWM控制器_工科论文 第二篇
１ 引言
美国ＣＭＣ半导体公司推出的单片ＰＦＣ＋ＰＷＭ控制器ＣＭ６８ｘｘ和ＣＭ６９ｘｘ系列产品，由于采用了ＬＥＴＥ（上升沿调制ＰＦＣ／下降沿调制ＰＷＭ）和ＴＭ（增益调制技术）等专利技术从而使ＣＭ６８ｘｘ和ＣＭ６９ｘｘ这两种系列芯片的增升电容可以做到非常小，从而节省无功功耗和元件成本。另外，也可提供全面保护（如电压保护、过压保护、过流保护、短路保护及过热保护等）功能，其主动式的ＰＦＣ（功率因子校正）可使功率因子接近１。ＣＭ６８ｘｘ系列和ＣＭ６９ｘｘ系列涵盖了从５０Ｗ到５０００Ｗ的应用，这使得它们可以广泛地应用于ＰＣ电源、空调、大屏幕彩电、监视器、ＵＰＳ、ＡＣ ａｄａｐｔｏｒ等众多需要开关电源的应用领域。ＣＭ６８００与ＣＭ６９０３的软启动电流仅为１００μＡ，其中ＣＭ６８００采用ＤＩＰ１６封装，ＣＭ６９０３为ＳＩＰ９封装，它们均具有极高的性价比。本文仅介绍大功率产品ＣＭ６８００的结构、特点及应用。
２ ＣＭ６８００／１的主要特点
ＣＭ６８００／１内含脉宽调制控制器，能促进小型低成本大容量电容在开关电源设计中的应用。同时该产品还可降低电力线路负载，减小场效应管的应力，从而设计出完全符合ＩＥＣ－１０００－３－２规范的开关电源产品。
ＣＭ６８００／１的主要特性如下：
●ＰＷＭ部分添加了反向限流；
●２３Ｖ Ｂｉ－ＣＭＯＳ处理；
图2
●通过ＶＩＮ ＯＫ可保证以２．５Ｖ而不是１．５Ｖ运作ＰＷＭ；
●具有同步的前沿ＰＦＣ及后沿ＰＷＭ；
●为超快ＰＦＣ响应提供有高转换率误差放大器；
●具有低启动电流(１００μＡ ｔｙｐｅ．)和低工作电流(３．０ｍＡ ｔｙｐｅ．)特性；
●低ＴＨＤ、高ＰＦ；
●利用ＰＦＣ与ＰＷＭ之间的存储电容可减小纹波电流；
●具有平均电流控制模式，同时具有连续或非连续工作模式的ｂｏｏｓｔ型前沿ＰＦＣ；
●内含ＶＣＣ ＯＶＰ 比较器，可低功率检测；
●ＰＷＭ电路既可以采用电流模式，也可以采用电压模式工作；
●可通过电流反馈增益调节器改善电路的噪声影响；
● 内部含有断电保护、过压保护、欠压锁定(ＵＶＬＯ)、软启动及电压参考电路。
３ ＣＭ６８００／１的引脚功能及参数
３．１ 引脚功能
ＣＭ６８００／１电源控制器具有ＳＯＰ－１６（Ｓ１６）和ＰＤＩＰ－１６(Ｐ１６)两种封装形式，两种封装的工作温度范围均为－４０℃～＋１２５℃，图１所示是ＣＭ６８００／０１的引脚排列图。表１给出了它们各引脚功能及该脚的工作电压。
表1 CM6800/1引脚功能及工作电压
引脚编号名 称引脚说明工作电压Min.Typ.Max.Unit1IEAOPFC电流误差放大器输出0 4.25V2IACPFC增益控制参考输入0 1mA3ISENSEPFC限流比较器的电流监测输入-5 0.7V4VRMSPFC RMS线上的电压补偿输入0 6V5SSPWM软软启动电容的连接点0 8V6VDCPWM电压反馈输入0 8V7RMP1（RTCT）振荡器频率设定，可由外部RTCT电路设定频率1.2 3.9V8RMP2(PWM RAMP)当采用电流模式时，该引脚为测试电流输入；当采用电压模式时，该引脚为从PFC输出的PWM输入（斜坡电压）0 6V9DC ILIMITPWM限流比较器输入0 1V10GND接地脚 11PWM OUTPWM驱动输出0 VccV12PFC OUTPFC驱动输出0 VccV13VCC芯片正电源101520V14VREF内部7.5V参考电压缓冲输出端 7.5 V15VFBPFC电压误差放大器输入02.53V16VEAOPFC电压误差放大器输出0 6V
３．２ 主要参数
ＣＭ６８００／１的主要参数如下：
● 器件最高工作电压Ｖｃｃ为２３Ｖ；
● ＰＦＣ最大输出电流为１Ａ；
● ＰＷＭ最大输出电流为１Ａ；
● ＩＡＣ最大输入电流为１ｍＡ；
● ＩＲＥＦ最大输入电流为１０ｍＡ；
● ＰＦＣ、ＰＷＭ的输出电压范围均为(ＧＮＤ－０．３)～(ＶＣＣ＋０．３)Ｖ；
● ＩＥＡＯ 脚的电压为０～４．５Ｖ；
● 片内振荡器的振荡频率：６６～７５．５ｋＨｚ(ＴＡ＝２５℃)；
● ＰＦＣ占空比范围为０～９５％；
● ＰＷＭ占空比范围为０～４９．３％；
● 软启动电流典型值为１００μＡ；
● 操作电流典型值为３．０ｍＡ；
● 欠压锁定门限电压典型值为１３Ｖ。
图5
４ ＣＭ６８００／１的内部结构原理
ＣＭ６８００／１的内部结构框图如图２所示，它由一个平均控制电流以及连续的ｂｏｏｓｔ同步前沿ＰＦＣ和后沿ＰＷＭ组成，其中ＰＷＭ既可用于电流模式又可用于电压模式。而在电压模式中，与ＰＦＣ输出相接的前馈控制电路可改善ＰＷＭ的线性控制规则；在电流模式中，ＰＷＭ通常用下降沿（后沿）调制方式，而ＰＦＣ则用上升沿（前沿）调制。这种前、后沿调制专利技术的运用使得ＰＦＣ的误差放大器具有较宽的带宽，而且能够有效地减小与ＰＦＣ ＤＣ端相连的电容的尺寸。
ＣＭ６８００／１具有功率因数校正和大量的保护功能，其中包括软启动、ＰＦＣ过压保护、峰值电流限制、断电保护、占空比限制及欠压锁定等。
由图２可知，ＰＦＣ部分由增益调节器、电压误差放大器、电流误差放大器、过压比较器、ＰＦＣ限流比较器、电压参考电路及振荡器等组成。其中增益调节器是ＰＦＣ的主要部分，它可以对干线电压波形、频率、ＲＭＳ线上电压、ＰＦＣ输出电压以及整个电流反馈的响应进行控制。ＰＷＭ部分由脉宽调制器、ＰＷＭ限流比较器、ＶＩＮ ＯＫ比较器、ＰＷＭ控制（ＲＡＭＰ２）电路（电流模式及电压模式）、软启动电路、占空比限制电路及直流限流比较器等组成。这一部分最重要的问题是和ＰＦＣ部分的内部同步问题，其同步特性简化了ＰＷＭ的补偿电路，它主要靠ＰＦＣ的输出电容（即ＰＷＭ输入电容）来对纹波进行控制，而且ＰＷＭ的工作频率与ＰＦＣ相同。
图6
ＣＭ６８００／１突出的优点是采用了同步的前沿ＰＦＣ和后沿ＰＷＭ调制技术。ＰＷＭ的后沿调制是在系统时钟的后沿开关将要接通时进行的。其方法是将误差放大器的输出和调制的斜坡电压进行比较，然后在开关接通期间确定其后沿调制的有效占空比，图３所示是其后沿调制示意图。而前沿调制是在系统时钟的前沿开关断开时进行的，其方法是当调制斜坡电压达到误差放大器输出电压时，开关接通，并在开关断开期间确定前沿调制的有效占空比，图４所示是其前沿调制原理示意图。
这种控制技术的优点之一是只需要一个系统时钟，开关１（ＳＷ１）断开和开关２（ＳＷ２）接通可在同一瞬间将瞬时的“ｎｏ－ｌｏａｄ”周期减至最小，从而通过开关作用得到较低的纹波电压同时在同步开关作用下减小前端的纹波电压。采用这种方法，可将１２０Ｈｚ的ＰＦＣ的输出纹波电压改善３０％。
５ ＣＭ６８００／１的应用
ＣＭ６８００
iButton的工作原理及其特点_工科论文 第三篇
摘要：在介绍1-Wire总线的基础上，对1-Wire器件iButton及其工作原理进行了介绍，并概括了它的特点。
关键词：1-Wire总线 信息钮扣 通信协议
包括达拉斯半导体公司现在生产的信息钮扣iButtion（information Button）在内，已有30多种1-Wire器件，它们采用一种特殊的通信协议，通过单条连接线解决了控制、通信和供电等问题，降低了系统成本并简化了设计，正越来越广泛地应用于日常生活中。例如iButton已用于金融、电信、商业以及军事领域等。
1 1-Wire总线
1-Wire总线是一种简单的电路，它仅用一根数据线即可与外界进行信息交换。1-Wire总线器件的共性是：每个器件都有一个不会与其它任何器件重复的出厂时应已固化的序列号，也就是说，每一个器件都是唯一的。一旦器件的序列号已知，通过这个序列号，任意一个器件都可以从众多连到同一1-Wire总线的器件中被选出用于通信。
通信时，总线控制器先发出一个“复位”以使总线同步，然后选择受控制器件进行随后的通信。这可以通过选择一个特定的受控器件（利用该设备的系列号进行选择）或者通过对半检索法找到总线上的下一个受控器件来实现，当然，也可以选择所有的受控器件。一旦一个特定的器件被选中，那么在总线控制器发出下一次“复位”之前，所有其它器件都被挂起而忽略随后的通信。
主机能向用于总线通信的所有器件发布指令，对它（或者它们）进行数据的读写。这是因为每类器件运行不同的函数，有不同的用途，而且一旦器件被选定，它所用的协议也就固定下来。即使每类器件有不同的协议和特征，它们也都有着同样的选择过程并且都遵循如图1所示的流程。
2 iButton简介
iButton是一个封装在钮扣型不锈钢外壳里的微型计算机芯片，它的直径为16mm，厚3～6mm。可以实现双工通信，数据传输使用单总线协议，使得引脚数目降至最少：一根数据线，一根地线。不锈钢封装的内圈圆面作为数据线，外圈圆面作为地线。见图2。
iButton的外形如图3。
Ibutton种类繁多，根据使用芯片的不同，可以分为三类：①Memory iButton具有64KB的存储空间，可以存储文字、数字化的图像，有些还具有实时时钟（如DS1904）、温度传感器（如DS1921）；②Java-powered crypto iButton采用高速处理器和算法加速器来处理加密和解密算法中的数据，它可以与Internet应用程序进行交互，可以作为一种远程身份验证解决方案；③Thermochron iButton包含了温度探测器和实时时钟，可以保留热交换的历史记录，还有512字节的附加存储器用来存储输出的历史记录。
IButton也可以通过并口或串口与计算机进行通信，其传输速率可达142kbps。其主机可以是PC机、掌上电脑或笔记本电脑，同时还需要有读写设备（如Blue Dot）以及相应的软件交接面，如iButton-TMEx。
3 iButton的工作原理
iButton芯片由多路复用器和存储器两部分构成，其功能模块如图4所示。
由于iButton采用单总线传输协议，所以只需一根数据线和一根地线，结构极其简单。传输数据时，通过数据线供电。微机及有关读写设备处于主动（Master）地位；iButton处于从属（Slave）地位。如果iButton与Master尚未建立连接，则不能进行数据的传输；一旦成功建立连接，只需几微秒的时间，iButton便可将数据线置为低电平，以此通知Master已经建立了连接，等待接收命令，这个脉冲称为在线脉冲。Master也可通过发送“复位”使数据线变为低电平。当iButton接收到“复位”时，通过检测数据线的电平状态，可在数据线变为高电平后立即发出一个在线脉冲。复位脉冲/在线脉冲的时序见图5。
IButton发出在线脉冲后，等待Master发出命令。收到命令后，便执行相应的操作。由于iButton处于从属地位，因此每个帧从何时开始就由Master来定义。为了做到这一点，Master从数据线读取一位数据，根据状态的不同做出相应的判断：如果iButton发出“1”，则下一个时隙即为帧的开始时刻；否则iButton将继续保持数据线为低电平直到霜一确定的时间。现以从iButton读取数据为例说明具体的执行过程：确定了下一帧的开始时刻后，Master首先向iButton发一个读数据指令，iButton接收读指令后立即将被读取位的内容送至数据线上，微机从数据线上获得数据。若数据线在iButton的采样时区内维持高电平，则读取值为“1”；否则，为“0”。最后，iButton释放数据线，数据线恢复为高电平，为Master继续从iButton读取数据作好准备。图6示出了从在线脉冲开始到读取数据结束的时序。其中，黑色粗线表示Master的动作，灰色粗线表示iButton的应答，细线表示上拉电阻的作用。
4 iButton的特点
由于iButton的硅晶片被保护在坚固的不锈钢外壳里，你可以把它扔在地上，踏上几脚，磨擦它或者戴着它游泳都没关系。由于其内部采用了先进的防静电电路及芯片，确保了iButton能承受高达8kV的静电而保证自身和存储的数据安装无恙。IButton的结构决定了它具有防撞击、防水、耐腐蚀、抗磁扰、防折叠等特点；工作温度范围也较宽，可以在-40℃～80℃的温度范围内正常工作，适用于恶劣的环境；它可以嵌在戒指、钥匙串、钱包或手表上，随身携带方便。
另外，iButton的广泛应用还在于它具有磁卡、IC卡的不具有的突出特点，具体表现在：
（1）存储量大：iButton的最大数据存储量可达64KB，如DS2506具有64KB的EPROM存储器，DS1996具有64KB的NVRAM存储器。
（2）速度快：读写数据时，只需与触点轻轻接触，瞬间便可完成，而且其传输速率可达142kbps。
（3）安全性高：每个芯片都具有全球唯一的64位序列号，该序列号在出厂时通过激光工艺刻在芯片上，并增加了保护层，具有不可伪造性，任何企图更改序列号的行为都会使CRC校验过程出错。
（4）成本低：iButton所用的读写器其成本只有一百多元，维修成本小于0.01%。iButton的稳定性高，故障率低，性能价格比非常高。
（5）寿命长：iButton的不锈钢外壳内置有高性能锂电池，而且其功耗很低，可以确保其数据的存储长达10年以上。它的使用没有次数的限制，可以无限次地使用。
IButton的种种优势，决定了它势必具有广阔的应用前景。
colspan="2" align='right' class="Article_tdbgall">嵌入式系统应用设计应关注MPW_工科论文 第四篇
SoC是各种类型嵌入式应用系统的方向。长期以来，资金、批量因素一直制约着中小企业、研究机构、高等院校等部门直接采用微电子设计技术，运用ASIC模式进行嵌入式应用系统的开发；然而，嵌入式应用系统设计与微电子设计相融合已是一个技术发展趋势。为了解决这一瓶颈，国外从上世纪80年代初即开始实施了MPW服务计划与体系。MPW服务计划的实施大大加速了IC产业和嵌入式系统应用的发展。许多专家认为，我国IC产业、IC设计、ASIC应用长期落后，与我国长期以来忽视MPW服务计划与体系有关。可喜的是，近年来部门及相关单位己重视此问题，MPW服务体系建设研究已正式列入国家863计划，初步建立了几家MPW服务中心。MPW服务体系对我国IC产业的发展势头已开始显现。
1 MPW服务概述
1.1 什么是MPW服务
在集成电路开发阶段，为了检验开发是否成功，必须进行工程流片。通常流片时至少需要6~12片晶圆片，制造出的芯片达上千片，远远超出设计检验要求；一旦设计存在问题，就会造成芯片大量报废，而且一次流片费用也不是中小企业和研究单位所能承受的。多项目晶圆MPW（Multi-Project Wafer）就是将多个相同工艺的集成电路设计在同一个晶圆片上流片，流片后每个设计项目可获得数十个芯片样品，既能满足实验需要，所需实验费用也由参与MPW流片的所有项目分摊，大大降低了中小企业介入集成电路设计的门槛。
1.2 MPW的需求与背景
上世纪80年代后，集成电路加工技术飞速发展，集成电路设计成了IC产业的瓶颈，迫切要求集成电路设计跟上加工技术；随着集成电路应用的普及，集成知识越来越复杂，并向系统靠近，迫切要求系统设计人员参与集成电路设计；为了全面提升电子产品的品质与缩短开发周期，许多整机公司和研究机构纷纷从事集成电路设计。因此，大面积、多角度培养集成电路设计人才迫在眉睫，而集成电路设计的巨额费用成为重要制约因素。
实施MPW技术服务必须有强有力的服务机构、设计部门和IC生产线。
1.3 MPW服务机构的任务
① 建立IC设计与电路系统设计之间的简便接口，以便于系统设计人员能够直接使用各种先进的集成电路加工技术实现其设计构想，并以最快的速度转化成实际样品。
② 组织多项目流片，大幅度减少IC设计、加工费用。
③ 不断扩大服务范围：从提供设计环境、承担部分设计，到承担全部设计、样片生产，以帮助集成电路用户或开发方完成设计项目。
④ 帮助中小企业实现小批量集成电路的委托设计、生产任务。
⑤ 支持与促进学校集成电路的设计与人才培养。
1.4 MPW技术简介
（1）项目启动阶段
MPW组织者首先根据市场需要，确定每次流片的技术参数、IC工艺参数、电路类型、芯片尺寸等。设计时的工艺文件：工艺文件由MPW组织者向Foundry（代工厂）索取，然后再由设计单位向MPW组织者索取。提交工艺文件时，双方都要签署保密协议。
（2）IP核的使用
参加MPW的项目可使用组织者或Foundry提供的IP核，其中软核在设计时提供，硬核在数据汇总到MPW组织者或Foundry处理后再进行嵌入。
（3）设计验证
所有参加MPW的项目汇总到组织者后，由组织者负责对设计的再次验证。验证成功后，由MPW组织者将所有项目版图综合成最终版图交掩膜版制版厂，开始流片过程。
（4）流片收费
每个项目芯片价格按所占Block的大小而非芯片实际大小计算。流片完成后，MPW组织者向每个项目提供10~20片裸片。需封装、测试则另收费。
2 国外MPW公共技术平台与公共技术服务状况
（1）MPW服务机构创意
1980年，美国防部军用先进研究项目管理局(DARPA)建立了非赢利的MPW加工服务机构，即MOS电路设计的实现服务机构MOSIS（MOS Implementation System）服务机构，为其下属研究部门所设计的各种集成电路寻找一种费用低廉的样品制作途径。MPW服务机构与方式的思路应运而生。加工服务内容：从初期的晶圆加工到后续增加的封装、测试、芯片设计。
（2）MOSIS机构的发展
考虑到MPW服务的技术性，1981年MOSIS委托南加州大学管理。在IC产业剧烈的国际竞争环境下，培养集成电路设计人才迫在眉睫。1985年，美国国家科学基金会NSF支持MOSIS，并和DARPA达成协议，将MPW服务对象扩大到各大学的VLSI设计的教学活动;1986年以后在产业界的支持下，将MPW服务扩大到产业部门尤其是中小型IC设计企业；1995年以后，MOSIS开始为国外的大学、研究机构以及商业部门服务。服务收费：国内大学教学服务免费，公司服务收费，国外大学优惠条件收费，国外公司收费较国内公司要高。
（3）其它国家的MPW服务机构
法国：1981年建立了CMP(Circuit Multi Projects)服务机构，发展迅速，规模与MOSIS接近，对国外服务也十分热心。1981年至今，已为60个国家的400个研究机构和130家大学提供了服务，超过2500个课题参加了流片。1990年以前，CMP的服务对象主要是大学与研究所，1990年开始为中小企业提供小批量生产的MPW服务。由于小批量客户的不断增加，20xx年的利润比2000年增加了30%。
欧盟：欧盟于1995年建立了有许多设计公司加盟的EUROPRACTICE的MPW服务机构，旨在向欧洲各公司提供先进的ASIC、多芯片模块（MCM）和SoC解决方案，以提高它们在全球市场的竞争地位。EUROPRACTICE采取了"一步到位解决方案"的服务方式，用户只要与任何一家加盟EUROPRACTICE的设计公司联系，就可以由该公司负责与CAD厂商、单元库公司、代工厂、封装公司和测试公司联系处理全部服务事项。
加拿大：1984年成立了与工业界支持的非赢利性MPW服务机构CMC(Canadian Microelectronics Corporation)联盟，是加拿大微电子战略联盟(Strategic Microelectronics Consortium)的一部分。目前，CMC的成员包括44所大学和25家企业。CMC的服务包括：提供设计方法和其它产品服务，提高成员的设计水平；提供先进的制造工艺，确保客户的设计质量；提供技术及工艺的培训。
日本：1996年依托东京大学建立了VLSI设计与教育中心VDEC(VLSI Design and Education Center)，开展MPC（Multi-Project Chip）服务。VDEC的目标是不断提高日本高校VLSI设计课程教育水平和集成电路制造的支持力度。20xx年，共有43所大学的99位教授或研究小组通过VDEC的服务，完成了335个芯片的设计与制造。VDEC与主要EDA供应商都签有协议，每个EDA工具都拥有500~1000个license；需要时，这些license都可向最终用户开放。VDEC还对外提供第三方IP的使用，同时，VDEC本身也在从事IP研究。
韩国：1995年，在韩国先进科学技术研究院(Korea Advanced Institute of Science and Technology)内建立了集成电路设计教育中心IDEC(IC Design Education Center)。
可以看出，世界各先进国家都认识到IC产业在未来世界经济发展中的重要地位，在IC加工技术发展到一定阶段后，抓住了IC产业飞速发展的关键；在IC应用层面上普及IC设计技术和大力降低IC设计、制造费用，并及时建立有效的MPW服务机构，使IC产业进入了飞速发展期。纵观各国MPW服务机构不尽相同，但都具有以下特点：
① 与产业界支持的非赢利机构；
② 开放性机构，主要为高等学校、研究机构、中小企业服务；
③ 提供先进的IC设计与制造技术，保证设计出的芯片具有先进性与商业价值；
④ 提供IC设计与制造技术的全程服务。
3 我国MPW现状
我国大陆地区从上世纪80年代后半期开始进入MPW加工服务，从早期利用国外的MPW加工服务机构到民间微电子设计、加工的相关企业、学校联合的MPW服务，到近期、企业介入后的MPW公共服务体系的建设，开始显露了较好的发展势头。
3.1 与国外MPW加工服务机构合作
1986年，华大与武汉邮科院合作利用德国的服务机构，免费进行了光纤二、三次群芯片组的样品制作，使武汉邮科院的通信产品得以更新换代。此后，上海交大、复旦、南京东南大学、大学、清华大学、哈尔滨工业大学都从国外的MPW加工服务中获益匪浅。东南大学利用美国MOSIS机构的MPW加工服务，采用0.25和0.35 ìm的模数混合电路工艺进行了射频和高速电路的实验流片。
在与国外MPW服务机构的合作方面，东南大学射频与光电子集成电路研究所取得显著成果。建所初期就与美国MOSIS、法国CMP建立合作关系。1998年以境外教育机构身份正式加入MOSIS，同年，利用MOSIS提供的半导体公司的CMOS工
AD6620工作原理及其在中频数字化直扩接收机中的应用_工科论文 第五篇
摘要：介绍了AD公司推出的数字处理器AD6620的工作原理，结合中频数字化直扩接收机的实现，了其工作参数设置，对AD6620的应用进行了深入的研究。
关键词：AD6620 中频数字化 直扩数字接收机
软件无线电的核心思想就是将宽带A/D尽可能地靠近射频天线以便将接收到的模拟尽可能早地数字化，尽量在统一的硬件平台上通过不同的软件来实现无线电台的各种功能。直接在射频端实现的数字化，现在的器件根本无法满足后续处理要求，特别是对于直接序列扩频数字接收机。目前一般采用中频数字化方案，后端的中频数字处理单元采用可重构性的器件完成的处理，系统保留了软件无线电接收机的通用、灵活、开放等优点。
AD6620是美国AD公司最近推出的一种数字接收处理芯片，功能强大，特别适合于高速数字下变频的实现。
1 AD6620芯片
AD6620主要有如下特征：16位线性比特补码输入（另加3bit指数输入）；单信道实数输入模式最大输入数据速率高达67MSPS，双信道实数输入模式与单信道复数输入模式最大输入数据速率高达33.5MSPS；具有可编程抽取FIR滤波器与增益控制，抽取率在2～16384之间可编程；输出具有并行、串行两种输出模式，并行模式为16比特补码输出。
AD6620的原理框图如图1所示。内部处理单元由四个串联单元组成，分别为：频率变换单元、二阶固定系数梳状滤波抽取滤波器（CIC2）单元、五阶固定系数梳状滤波抽取滤波器（CIC5）单元和一个系数可编程的RAM系数抽取滤波器（RCF）单元。
1.1 频率变换器
频率变换器的作用是实现数字下变频（DDC），频率变换器由两个16bit乘法器和32bit的数控振频器（NCO）组成，数控振荡器产生的本振频率分辨率可达fSAMP/2 32，可产生（-fSAMP/2～+fSAMP/2）的本振。NCO利用数字频率合成器（DDS），由频率控制字寄存器、相位控制字寄存器、相位累加器和正弦查找表组成，可以灵活地控制本振的振荡频率和初始相位。
为了提高NCO的杂散性能，AD6620提供了相位抖动与幅度抖动选项。
1.2 CIC2抽取滤波器
CIC2滤波器是一个固定系数抽取滤波器，最高输入数据速率为67MHz。抽取率的取值范围为1～16的整数。当系统时钟fCLK是输入数据速率的两倍或更多倍时，可以通过设置屏蔽此工作模块，否则最小只能设置为2。
1.3 CIC5抽取滤波器
CIC5是一个5阶固定参数抽取滤波器，它的滤波特性曲线比CIC2的更为陡峭。CIC5抽取滤波器的抽取率可以取1～32范围的任何整数值。当抽取率为1时，CIC5被屏蔽。
1.4 RAM的系数滤波器
RAM系数滤波器是AD6620中最后一个处理功能模块，它是一个积和形式的、系数可编程的滤波器，简化框图如图2所示。
数据存储器I-RAM、Q-RAM存储了256个有CIC5滤波器输出的最新复数位采样值，数据位宽度为20Bit。在同一个时钟周期，I路和Q路可以使用相同的系数作为滤波器系数进行计算，也可以选用不同的系数进行计算。I、Q路累加器输出数据位宽为23bit。取抽率可以取1～256的整数值。
2 AD6620工作参数的配置
AD6620的初始化可以由外部控制单元通过AD6620的微处理器接口进行，完成工作模式、NCO参数、滤波器参数等的设置。外部控制单元还可以通过微处理器接口对AD6620内部寄存器进行动态的读写，实现对AD6620的动态实时控制。外控制单元根据AD6620的输出结果，通过对AD6620进行动态的控制，完成输入输出幅度、NCO频率与相位的调整，实现载波同步以及自动增益控制。
AD6620的微处理器接口有两种模式：MODE0与MODE1，二者可以通过mode的管脚进行选择。在MODE0模式下对内部寄存器进行写操作工作时序如图3所示。当一个写操作执行时，RDY在WR和CS变低后立即变低，直到写数据完成后的第一个时钟的上升沿再变高。在写完一个数据后，CS必须变高后，才能进行下一个数据的写操作。在MODE1模式下对内部寄存器进行写操作工作时序如图4所示。R/W和DS变低后，开始执行一个写操作时，DTACK在数据已经被锁存后立即变低，直到DS变高后DTACK才变高，完成一个写操作。
初始化时如果外部控制单元控制的时钟比AD6620的主时钟低，则对时序的要求较低，外部控制单元与AD6620的主时间并不要求同步。如外部控制单元选择的工作时钟比AD6620的主时钟高，则对时序的要求很高，必须注意二者的同步关系，或者外部控制单元进行操作时要插入一些等待周期。
3 具体应用
在某型号的通信与定位系统中，选用AD6620与FPGA构建了直扩数字化接收机的平台，其中频数字化处理单元的组成框图如图5。其中AD6620完成数字中频到零中频的搬移，FPGA完成伪码的捕获、跟踪以及的解调，FPGA的选可根据具体需要选择xilinx公司的Vertex-E系列芯片。同时FPGA要根据AD6620的输出结果对AD6620中数控振荡器NCO的载波频率控制字、相位控制字进行修改，实现载波同步。89C51控制单元完成AD6620的初始化，同时还可以对AD6620动态实时地进行参数调整，实现自动增益的控制。
89C51控制单元的工作时钟比AD6620的工作时钟要低得多，初始化时对二者的时钟同步没有什么特殊要求。而FPGA内部的工作时钟要比AD6620的主时钟高得多，故在对AD6620中数控振荡器NCO的载波频率控制字、相位控制字进行修改时，系统在FPGA发出操作指令后需要插入若干等待周期，以保证二者之间正确的时序关系，实现FPGA对AD6620内部控制字的正确修改。
实验表明，采用AD6620完成高速数字直扩接收机的数字下变频，可有效地降低设备的复杂性、缩短开发周期，提高设备的稳定性、可靠性和灵活性。基于AD6620与FPGA构成的中频数字化直扩接收机已初步完成了通用数字化接收机的功能，为最终实现软件无线电奠定了基础，具有广阔的应用前景。
colspan="2" align='right' class="Article_tdbgall">PWM交流斩控技术在交流稳压电源中的应用_工科论文 第六篇
摘要：讨论了交流斩控技术在交流稳压电源中的应用原理，了主电路及控制电路的结构，并阐述了交流斩控补偿式交流稳压电源的优点。
关键词：交流斩控；补偿稳压；非互补控制
引言
交流稳压技术的发展一直倍受广大用户和生产厂商的关注，其原因在于我国市场上现有的各种交流电力稳压产品，在技术性能上都有不尽人意之处。
在我国应用较早，且用户最广的交流电力稳压电源当属柱式（或盘式）交流稳压器，虽然这种稳压电源有很多优点，但由于它是用机械传动结构驱动碳刷（或滚轮）以调节自耦变压器抽头位置的方法进行稳压，所以存在工作寿命短，可靠性差，动态响应速度慢等难以克服的缺陷。
近年来不少生产厂家针对柱式交流电力稳压器所存在的缺点，纷纷推出无触点补偿式交流稳压器，大有取代柱式稳压器之势。这种电源实质上仍然是采用自耦方式进行调压，所不同的只是通过控制若干个晶闸管的通断，改变自耦变压器多个固定抽头的组合方式，来代替通过机械传动驱动碳刷改变自耦变压器抽头位置的一种调压方法。这种方法固然提高了稳压电源的可靠性和动态响应速度，但却失去了一个重要的调节特性——平滑性，即调节是有级的，其必然结果是稳压精度低（一般只有3％～5％），并且在调节过程中，当负载电流很大时会冲击电网并产生低频次谐波分量，对负载也会产生冲击；另外采用这种方法所用变压器较多（一相至少需二台，即一台自耦变压器，一台补偿变压器），这就增加了电源的自重和空载损耗。
伴随着全控开关器件的容量和性能以及模块化程度的提高，集成控制电路功能的不断完善，吉林市长城科技有限责任公司凭借自己的科技实力，率先研制出采用PWM技术，通过全控开关器件IGBT，对交流进行斩波控制的新型补偿式交流稳压电源——JJY－ZK/BW系列斩控补偿式交流稳压电源。为我国交流稳压技术的创新和满足市场对高性能交流稳压电源的需求开创了新局面，下面对PWM交流斩控技术在该种交流稳压电源中的应用原理及性能做一简要介绍。
1 PWM交流斩控调压原理
图1（a）所示，假定电路中各部分都是理想状态。开关S1为斩波开关，S2为考虑负载电感续流的开关，二者均为全控开关器件与二极管串联组成的单相开关。S1及S2不允许同时导通，通常二者在开关时序上互补。定义输入电源电压u的周期T与开关周期Ts之比为电路工作载波比Kc，（Kc=T/Ts）。图1（c）表示主电路在稳态运行时的输出电压波形。显然输出电压uo为：
式中：E（t）为开关函数，其波形示于图1（c），函数由式（2）定义。
在图1（a）电路条件下，则
E（t）函数经傅立叶级数展开，可得
式中：D=ton1/Ts，ωs=2π/Ts，θn=nπ/Ts；
D为S1的占空比；
ton1为一个开关周期中S1的导通时间。
将式（4）代入式（3）可得
式（5）表明，uo含有基波及各次谐波。谐波频率在开关频率及其整数倍两侧±ω处分布，开关频率越高，谐波与基波距离越远，越容易滤掉。
在经LC滤波后，则有
把输出电压基波幅值与输入电压基波幅值之比定义为调压电压增益，即
由此可见电压增益等于占空比D，因此改变占空比就可以达到调压的目的。
2 控制方案设计与工作原理
一般情况下，PWM交流斩控调压器的控制方式与主电路模型、电路结构及相数有关。
若采用互补控制，斩波开关和续流开关在换流过程中会出现短路，产生瞬时冲击电流；如设置换相死区时间，又可能造成换相死区时间内二个开关都不导通使负载开路，在有电感存在的情况下，会产生瞬时电压冲击。本方案采用有电压、电流相位检测的非互补控制方式，如图2所示。对相数而言本方案采用三相四线制，即用三个单相电路，组合成三相电源，这样可以避免相间干扰，保持各相电压输出稳定。
由图2可见，V1，VD1与V2，VD2构成双向斩波开关，Vf1，VDf2与Vf2，VDf1构成双向续流开关；Lof及Cof分别为滤波电感、电容；u1为补偿变压器初级绕组两端电压，u2为向主电路补偿的电压。本方案采用了有电压、电流相位检测的非互补控制方式。图3为在RL负载下，这种非互补的斩波开关和续流开关门极驱动的时序配合及一个电源周期中输出电压的理想波形。
由图3可见根据负载电压电流相位，一个电源工作周期可分为4个区间.
上述工作状态，可用逻辑表达式表示为：
为保证电源满足负载特性的要求及运行可靠性,本方案采用了图4所示的控制电路结构。
3 补偿稳压原理及控制
图5示出补偿稳压电路。
图5中电网电压u，补偿电压uc，输出电压uo均为工频。当u与uc相位差=0°时，uo=u＋uc；当=180°时，uo=u－uc。因此，当电网电压u变化时调节uc的大小以及与u的相对极性即可保证uo的恒定。
u与uc相对极性变换的控制如图6所示。其输出uQ接双向晶闸管的过零触发电路。采样取自uo经整流滤波后的输出。电位器Rp用于调节输入的门槛电压，其传输特性如图6（b）所示。
4 结语
PWM交流斩控技术用于交流稳压，显著地提高了交流稳压电源的技术性能，其主要特点是：
1）可采用全固态器件，真正做到了无触点、无抽头，因而可靠性高、工作寿命长；
2）平滑调节，输出无级差，对电网及用户无冲击，不产生低频次谐波干扰；
3）输出精度高，实际精度可达到±0.5％，即便在正补偿与负补偿变换瞬间，输出电压波动也不超过额定电压的1％；
基于SG3525电压调节芯片的PWMBuck三电平变换器_工科论文 第七篇
引言
三电平变换器有下列优点：
——开关管的电压应力为输入电压的一半；
——可以大大减小储能元件的大小；
——续流二极管的电压应力为输入电压的一半。
因此，三电平变换器非常适用于高输入电压中大功率的应用场合。文献[1]详细了隔离与非隔离的三电平变换器的拓扑结构。
由于三电平变换器的开关数目多，对其实施有效的控制比较复杂。传统上，采用比较器、运算放大器和RS触发器等分立元件实现PWM三电平变换器的控制。但是，由于实现上述控制所需的分立元件众多，两个锯齿波不可能做到完全匹配，同时两个开关管的驱动电路也不可能完全相同，因此，两个开关管的占空比必然存在一定的差异，隔直电容Cb在一个周期内所提供的能量不可能相等，造成了三电平波形不对称。
本文采用电压调节芯片SG3525来实现PWMBuck三电平变换器的控制，可以大大减小由分立元件实现时所带来的三电平波形不对称的问题，实现方法简单有效。
1 Buck三电平变换器
1.1 三电平两种开关单元
文献[2]了三电平DC/DC变换器的推导过程：用两只开关管串联代替一只开关管以降低电压应力，并引入一只箝位二极管和箝位电压源(它被均分为两个相等的电压源)确保两只开关管电压应力均衡。电路中开关管的位置不同，其箝位电压源与箝位二极管的接法也不同。文中提取出两个三电平开关单元如下图1所示。图1(a)中，箝位二极管的阳极与箝位电压源的中点相连，称之为阳极单元；图1(b)中，箝位二极管的阴极与箝位电压源的中点相连，称之为阴极单元。
1.2 Buck三电平变换器
为了确保两只开关管的电压应力相等，三电平变换器一般由上述两种开关单元共同组成。文献[2]所的半桥式三电平变换器的推导思路，可以推广到所有的直流变换器中，由此提出了一族三电平变换器拓扑。图2为Buck三电平变换器主电路拓扑及其4个工作模态。
模态1如图2(a)所示。在t=0时刻，触发开关管S2，使S2导通，二极管D2则反偏截止，电压源Vin通过隔直电容Cb给电感L充电。
模态2如图2(b)所示。在t=t1时刻，关断S2，则D2导通，电路由D1及D2续流，电感L放电。
模态3如图2(c)所示。直至t=t2时刻，控制电路使S1导通，二极管D1则反偏截止，隔直电容Cb向电感L放电。
模态4如图2(d)所示。当t=t3时刻，关断S1，则D1导通，电路由D1及D2续流，电感L放电，与模态2的工作过程类似。
图3
2 基于SG3525的PWMBuck三电平变换器
2.1 电压调节芯片SG3525
电压调节芯片SG3525是一种性能优良，功能全面及通用性强的集成PWM电压控制芯片。它具有振荡器外同步，内置基准电压源，死区调节，PWM锁存器以及输出级的最佳设计等特点。
SG3525为16脚芯片，具体的内部结构和封装如图3所示。其中，脚16为SG3525的基准电压源输出，精度可以达到（5.1±1％）V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。脚5，脚6，脚7内有一个双门限比较器，内电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525的振荡器。振荡器还设有外同步输入端(脚3)。脚1及脚2分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输入端。该放大器是一个两级差分放大器，直流开环增益为70dB左右。根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络。
由于SG3525能输出两路占空比相等，且相位相差180°的驱动，所以适合于用来实现对非隔离型PWM三电平变换器的控制。
有一点需要注意的是，SG3525只能输出占空比<50％的驱动，所以只能实现非隔离型三电平变换器的占空比<50％的工作情况。至于要实现变换器的占空比>50％的工作要求，则不能将SG3525的输出直接驱动开关管，而必须附加一些环节，对此本文不加赘述。
2.2 驱动电路
为提高电路的效率及功率器件工作的可靠性，一般需要将控制电路的输出加以功率放大。本文采用MC34152加隔离变压器驱动的方法来设计驱动电路。
MC34152的电路简单，应用方便。它是8管脚的同相推挽驱动芯片，具体的内部结构和封装如图4所示。脚2与脚4为两路控制输入，经过芯片内部的推挽放大，直接输出同相的两路驱动(脚7及脚5)。为使芯片更加稳定地工作，一般在芯片的电源端并联一个滤去高频干扰的瓷片电容和一个滤去低频干扰的电解电容。
当电路的功率较大及工作频率较高时，一般要将控制电路与主电路隔离。所以，本文采用隔离变压器来实现隔离。MC34152的输出经一隔直电容后直接可以输入到隔离变压器的原边。
本文所设计的驱动电路简单可行，驱动波形比较理想：有快速的上升沿，并有一定的过冲，以加速开通，减小了开通损耗；同时，有反偏截止电压，提供了足够的反相门极驱动，减小了下降时间。
2.3 基于SG3525的PWMBuck三电平变换器
基于SG3525的PWMBuck三电平变换器的系统框图如图5所示。
3 实验结果和
为验证基于SG3525的PWMBuck三电平变换器的控制可行性，选择合适的器件参数对电路进行了实验验证。输入电压为DC90～180V，输出电压为DC48V，额定输出电流为4A，开关频率为50kHz。
图6所示的即为基于SG3525的PWMBuck三电平变换器的实验波形。
从图6中可以看出，采用SG3525来实现PWMBuck三电平变换器的控制是可行的。
图6(a)中，SG3525的两路输出vgs1及vgs2的最大占空比约为48.5％。死区时间可以根据电路需要任意调节。在PWMBuck三电平变换器中，开关频率为50kHz，从图中可以看出驱动的频率即为所需。要实现对驱动频率的调节也变得非常简单，只需要调节SG3525的振荡器频率即可。
图6(b)中，输入电压Vin为DC120V，恒流电子Io负载为4A。vcd为隔直电容Cb两端的电压波形，其平均值为Vin/2，即为输入电压的一半。实验中，vcd的波形有微小的尖峰。这是由开关管S2的开通和关断所引起的。vgs1为开关管S1的驱动波形。vds1为开关管S1工作时的漏源极电压波形，开通及关断时刻没有大的尖峰，对开关管而言是比较理想的波形。
图6(c)中，输入电压Vin为DC120V，恒流电子负载Io为4A。由vds1和vds2的波形可以明显看出两个开关管的工作情况：开关管S1和S2互补导通，而且有共同关断的时段，此间由二极管D1和D2续流，很好地验证了本文中所的4个模态的工作情况。vgs2即为开关管S2的驱动波形。vab为三电平波形，可见其频率为开关频率的2倍。从而大大减小了滤波元件的大小。文献[3][4]详细了一类零电压零电流开关复合式全桥三电平DC/DC变换器，该变换器的输出整流电压高频交流分量很小，可以减小输出滤波器，改善变换器的动态性能；同时其输入电流脉动很小，可以减小输入滤波器。文献[1]详细论述了Buck三电平变换器和传统的Buck变换器中滤波器的参数设计的和比较。
图6(d)中，输入电压为DC120V
单级功率因数校正在AC-PDP开关电源小型化设计中的应用_工科论文 第八篇
摘要：传统的交流等离子显示器（AC-PDP）开关电源采用的是功率因数校正加DC/DC变换的两级电路。针对其结构复杂，体积较大的缺点，设计了一种单级功率因数变换器，实现了小型化的目的。
关键词：单级功率因数校正；反激变换；彩色交流等离子显示器
引言
随着社会信息化的不断发展以及先进制作工艺的不断提高，作为大屏幕壁挂式电视和高质量多媒体信息显示的终端——彩色交流等离子体显示器（AC-PDP）,其屏幕做得越来越大，功耗越来越小，电路结构越来越简单，成本也越来越低。而电源作为ACPDP的一个重要组成部分，也向着小型化和简单化的方向发展。
传统的ACPDP电源一般采用两级方案，即PFC级＋DC/DC变换的电路拓扑结构。它们分别有各自的开关器件和控制电路。尽管其能够获得很好的性能，但其体积过大，成本太高，电路比较复杂。因此，对其进行小型化改造也成了AC-PDP技术研究的一个方向。
由于ACPDP驱动控制电路的复杂性，导致了其开关电源的复杂性。可知，不管从传输能量角度还是从所占体积的角度，PFC模块和扫描驱动电极DC/DC变换模块都占有相当大的比例。因此，对这两部分的改造就成为AC-PDP开关电源小型化改造的一个切入点。本文根据单级功率因数校正的工作原理，提出了一种AC-PDP电极驱动电源模块改进方案。
1 单级PFC维持电极电源模块的拓扑结构及工作原理
本文采用的单级功率因数校正变换器电路拓扑结构如图1所示。单相交流电经全波整流后，通过串联两个感性ICS（Inputcurrentshaping）接到双管反激的DC/DC变换单元。
图中的两个ICS单元完全相同，即LB1=LB2，LD1=LD2，N1p=N1n。采用这种双ICS的单元结构是为了减小储能电容器上的电压以及流过开关管的电流。
下面通过开关管的动作过程整个电路的工作原理以及工作过程。
1）S1和S2导通期间其简化电路如图2（a）所示。开关管导通，储能电容经图2（a）中右边回路释放电能，反激变换器TR开始储能，iDC由零开始上升。线圈N1p及N1n分别感应产生左负右正和左正右负的电压，D1n和D1p开始导通，D2n和D2p截止。Vin经图2（a）中左边的回路给储能电容CB1及CB2充电，iin开始上升，电感LB1，LB2，LD1，LD2充电。
因为VLB1=VLB2，VLD1=VLD2，为了方便，令
VLB=VLB1＋VLB2=2VLB1VLD=VLD1＋VLD2=2VLD1在右边的回路中，根据基尔霍夫定律有
VLB＋VLD=Vin－VB(1-2N1/Np)>0 （1）
式中：Vin为全波整流后的输出电压，即Vin=
Vs|sinωt|；
VB=VB1＋VB2；
N1为绕组N1n及N1p的匝数；
Np为反激变换器原边主绕组的匝数。
又因为
VLB=VLB1＋VLB2=LB1(diin/dt)＋LB2(diin/dt) （2）
VLD=VLD1＋VLD2=LD1(diin/dt)＋LD2(diin/dt) （3）
将式（2）及式（3）代入式（1），可得
(LB＋LD)(diin/dt)=Vin-(1-2N1/Np)VB（4）
所以
diLB/dt=Vin-(1-2N1/Np)VB/(LB+LD)
式中：LB=LB1＋LB2；
LD=LD1＋LD2。
2）S1和S2截止期间
简化电路图如图2（b）所示。此时iDC等于零，反激变换器给负载供电。线圈N1P及N1n分别感应产生左正右负和左负右正的电压，D1n及D1p反向截止，D2n及D2p续流导通。根据基尔霍夫定律有
VLB=LB=Vin－VB<0所以=<0
所以diLB/dt=(Vin-VB)LB<0
从上面的可知，当Vin 由图3可以看出，当输入电压为交流正弦波时，其输入电流为一含有高频纹波的近似正弦波。两者相位基本相同，提高了输入端的功率因数。 2 试验结果 根据4电极42英寸（107cm）彩色PDP驱动电路的要求，设计驱动电源模块的参数为： 输入电压AC170～250V； 输出电压DC200～240V； 输出电流1A。 实验电路采用UC3845作为开关管的控制芯片，开关的工作频率为80kHz。DC/DC变换部分采用双管反激电路。 实验测得，当输入电压为AC220V，50Hz，输出功率为240W（240V/1A）时，系统的功率因数为0.786。转换效率为72.5％。此时得到输入端的电压电流波形如图4所示。 3 结语 通过比较可知，在输出功率相同的情况下，单级功率因数校正电路在功率因数校正能力和电源的转换效率等方面，相对于两级功率因数校正电路而言，相对要差一些。但随着研究的深入，新的单级PFC拓扑结构和控制方案将不断地被提出，单级PFC电路的性能也将逐步地得以完善。而单级功率因数校正电路体积小、电路简单的特点使其成为ACPDP开关电源小型化改造的一个首选方案。
μPD3575D CCD图像传感器的原理及应用_工科论文 第九篇
摘要：μPD3575D是NEC公司生产的一种高灵敏度、低暗电流、1024像元的内置采样保持电路和放大电路的线阵CCD图像传感器。文章介绍了μPD3575D的主要特点、结构原理、引脚功能、光学/电子特性、驱动时序以及驱动电路。
关键词：μPD3575D CCD 驱动脉冲 图像传感器
1 概述
μPD3575D是NEC公司生产的一种高灵敏度、低暗电流、1024像元的内置采样保持电路和放大电路的线阵CCD图像传感器。该传感器可用于传真、图像扫描和OCR。它内部包含一列1024像元的光敏二极管和两列525位CCD电荷转移寄存器。该器件可工作在5V驱动（脉冲）和12V电源条件下。
μPD3575D的主要特性如下：
像敏单元数目：1024像元；
像敏单元大小：14μm×14μm×14μm(相邻像元中心距为14μm)；
光敏区域：采用高灵敏度和低暗电流PN结作为光敏单元；
时钟：二相（5V）；
内部电路：采样保持电路，输出放大电路；
封装形式：20脚DIP封装。
2 内部原理和引脚功能
μPD3575D的封装形式为20脚DIP封装，其引脚排列如图1所示，引脚功能如表1所列。图2为μPD3575D的内部结构原理图，中间一排是由多个光敏二极管构成的光敏阵列，有效单元为1024位，它们的作用是接收照射到CCD硅片的光，并将之转化成电荷，光敏阵列的两侧为转移栅和模拟寄存器。在传输门时钟φTG的作用下，像元的光电分别转移到两侧的CCD转移栅。然后CCD的MOS电容中的电荷在φIO的作用下串行从输出端口输出。上述驱动脉冲由专门的驱动电路产生。
表1 μPD3575D的引脚功能
引脚名功 能IO时钟TG转移时钟RO复位时钟SHO采样保持时钟G1测试端G2测试端ID测试端OV测试端VOUT输出RD复位漏极电压OD输出漏极电压VGC电源电压GND地NC未连接3 光电特性参数
μPD3575D的光学/电子特性参数如表2所列。表中的工作条件为：温度在25℃左右，工作电压VOD=VRD=VGC=12V，频率fSHO为0.5MHz,tint(积分时间)=10ms，光源为2856K的钨丝灯。
表2 光/电子特性参数
特 性符 号最小值典型值最大值单 位注 释饱和输出电压VOUT1.52.3-V 饱和曝光量SE-0.45-Ix·s白色荧光灯光响应非均匀性PRNU-510%VOUT=500mV白色荧光灯平均暗ADS-0.510mV遮光光响应不均匀性DSNU-0.510mV遮光功耗PN-100-mW 输出阻抗Zo0.518Ω 响应度 R9.81418.2V/Ix·s钨丝灯R3.556.5V/Ix·s白色荧光灯峰值响应波长 -550-nm 输出偏移电压Vos-7.0-V 转移栅输入电容CφIO-510pF 复位端输入电容CφRO-510pF 采样保护端输入电容CφSHO-510pF 传输门输入电容CφTG-510pF 反馈通过电压VR-100200mV 输出上升延迟时间t3-50100ns 输出上升时间t2-50100ns 输出下降时间t1-50100ns其中，饱和输出电压Vout为响应曲线失支直线形时的输出电压；饱和曝光量SE为输出饱和时的照度（lx）和积累时间的乘积。
输出电压不均匀性PRNU是取全部有效位输出电压的峰、谷之比值。平均暗电流ADS指的是遮光时的平均输出电流。暗不均匀性DSNU是遮光时的全部有效像元的输出电压最大或最小值与ADS的差。输出阻抗Zo为从外部看时输出端子的阻抗。响应度R是曝光量除以输出电压的值。值得注意的是：使用其它光源时，器件的响应度会有所变化。
4 驱动时序
CCD的驱动需要四路脉冲，分别为转移栅时钟φIO、复位时钟φRO、采样保持时钟φSHO和传输门时钟φTG，将它们分别输入到CCD芯片的2脚、3脚、4脚和8脚，并在相应的管脚接上相应的电压就可以实现对CCD的驱动。
实现对CCD驱动的关键工作是如何产生以上的四路波形。图3是该四路时序波形图。
图3
四路脉冲的作用描述如下：当传输门时钟φTG脉冲高电平到来时，正遇到φIO电极下形成深势阱，同时φTG的高电平使φIO电极下的深势阱与CMOS电容存储势阱（存储栅）沟通。于是CMS电容中的电荷包全部转移到φIO电极下的势阱中。当φTG变低时，φTG低电平形式的浅势阱将存储栅下势阱与φIO电极下的势阱离开，存储栅势阱进入光积分状态，而转移栅则在转移栅时钟φIO脉冲作用下使转移到φIO电极下势阱中的电荷逐位转称，并经过输出电路输出。采样保持时钟φSHO的作用是去掉输出中的调幅脉冲成分，使输出脉冲的幅度直接反映像敏单元的照度。
从以上描述和对波形的可以看出，复位脉冲φRO每触发一次，φIO脉冲翻转一次，并转移一个像元的电荷，因此φIO脉冲的周期为φRO的2倍。采样保持时间φSHO的周期和φRO的周期相同，但相位有一定的时间延迟。传输门时钟φTG脉冲控制线阵CCD整行的转移时间间隔，可作为行同步脉冲，其低电平持续的时间为φIO的整数倍，倍数由CCD的像元数决定。图4给出了μPD3575D的脉冲时序关系图，该图中为负极性逻辑，与前边图3的正极性逻辑正好相反，在编程过程中，我们可以先实现正极性逻辑，然后通过反向器将极性反过来。
图4
从波形图可以看出，当转移时钟φIO变化（人“1”变到“0”或从“0”变到“1”）后，经过t1时间（最小值200ns，典型值300ns），采样保持时钟φSHO从高电平变低电平，低电平维持时间为t2(最小值100ns，典型值300ns)，当φRO翻转，使之由高电平变为低电平，触发的间隔时间为t3(最小值3ns,典型值100ns)。复位脉冲φRO翻转后维持的时间为t4(最小值30ns，典型值100ns)，当它由低电平变回高电平时，触发转移时钟φIO翻转，其触发间隔为t5（最小值0ns,典型值50ns）。这样，一个循环结束，输出一个像元。如此不断循环，直至完全输出所有的像元。
那么，如何控制循五泊开始和结束呢？传输门时钟φTG起的就是这一作用，当φTG由低电平变为高电平并经过一定的时延（最小值50ns）后，转移时钟φIO开始按周期翻转，每翻转一次，输出一个像元。所有像元输出完毕，φTG再由高电平变为低电平。图4中φTG只给出了开始部分的波形，后面表示积分时间的波形没有给出，因此后面的积分时间长短可以根据对积分时间的需要自行设定。但积分时间内的φIO数目也是有要求的。因为该CCD芯片的有效单元为1024，加上虚设单元、暗和空驱动等共有12613个光电二极管，由于该器件是两列并行分奇偶传输的，所以一个φTG周期至少要有630个φIO脉冲，即φTG>630φIO。
如将其准时钟频率确定为8.000MHz,即周期为125ns，那么，根据给出的最小值就可算出四路波形的周期和占空经，具体列于表3。
表3 四路驱动波形的周期的占空比
φIOφTGφROφSHO周期（ns）17501313000875875占空比1/21/7516/75/7根据各路波形的周期、占空经和它们之间存在的关系所给出的典型驱动电路如图5所示。
5 CCD数据采集
CCD可用于位置、尺寸和图像的检测，根据CDD传感器视频应用的差异，CCD视频的处理有两种方法：一是对CCD视频进行二值化处理后，再进行数据采集；二是对CCD视频采样、量化编码后再采集到计算机系统。
在检测钢轨不平顺的设计中要检测运动光源的瞬时位置，只需要测定光源在CCD上的成像位置，即光源成像在第几个像元上。图6为CCD数据采集原理图，采用二值化方法。
由于线阵CCD既具有高灵敏度的光电转换功能，又具有光电的存储和快速读出功能，所以通过一组时序脉冲的驱动控制（驱动器），可以实现对目标光源的实时光电转换与读出。当入射在CCD像元上成像时，入射光子被CCD像元吸收并产生相应数量的光生电荷。在光积分期间，光生电荷被积累并存储在彼此隔离的相应像元的势阱中，在每个像元势阱中所积累的电荷数与照射
通用数字式频率合成集成电路TSA5526的原理及应用_工科论文 第十篇
摘要：TSA5526是Philips公司推出的通用数字频率合成器集成电路，该芯片具有电路简单、与单片机接口方便的特点，可解决频率合成器设计当中的难题。文中介绍了TSA5526的主要特点、引脚功能、工作原理及应用电路。
关键词：TSA5526；频率合成器；分频器；电荷泵
１ 概述
频率合成技术是近代无线电技术发展中的一门新技术，也是现代通信系统中的关键技术之一，它通常利用一块晶体或少量晶体组成标准频率源，然后通过合成方法产生各种所需的频率。这些频率与标准频率源具有相同的频率稳定度和准确度。使用该技术构成的电路在通信设备中称为频率合成器。频率合成器的种类很多，目前普遍采用的是数字式频率合成器。数字式频率合成器由晶体振荡器、固定分频器、鉴相器、滤波器和ＶＣＯ等组成，晶体振荡器输出的频率经固定分频器后得到标准频率，而ＶＣＯ输出的频率经可变分频器分频后得到实际频率，两在鉴相器中经相位比较产生的环路锁定控制电压将通过滤波器加到ＶＣＯ上，以对实际频率进行控制和校正，直到环路锁定。当所需频率较高时，该电路的设计、制作和调试难度较大，通常只能依靠专业厂家来完成，不仅成本高，而且生产周期长。ＴＳＡ５５２６芯片是Ｐｈｉｌｉｐｓ公司推出的通用数字频率合成集成电路，它将晶体振荡器、固定分频器、鉴相器、滤波器等电路集成在一块芯片上，其主要特性参数如下：
●输入射频的频率为：６４～１３００ＭＨｚ；
●输入射频的电平为：－２８～３ｄＢｍ；
●输出误差调整电压为：４．５～３３Ｖ；
●具有锁定检测功能；
●内置可编程的１５ｂｉｔ分频器；
●通过程序控制可在５１２、６４０和１０２４中选择基准分频比，在外接４ＭＨｚ晶振时，则可获得３．９０６２５ｋＨｚ、６．２５ｋＨｚ和７．８１２５ｋＨｚ的频率精度；
●可选择Ｉ２Ｃ总线和３总线进行数据传输；
●采用单电源供电，电源电压为４．５～５．５Ｖ。
２ 引脚功能
ＴＳＡ５５２６有ＳＳＯＰ１６和ＳＯ１６两种封装，引脚排列如图１所示，各引脚功能见表１所列。
表1 TSA5526的引脚功能
引 脚名 称功 能应 用 说 明
1RF射频RF输入通常接本振输出2VEE地 3VCC1电源电压1芯片电源，接+5V4VCC2电源电压2开关控制电源，通常接+12V5BS4电子开关BS4输出PNP三极管OC输出6BS3电子开关BS3输出PNP三极管OC输出7BS2电子开关BS2输出PNP三极管OC输出8VS1电子开关BS1输出PNP三极管OC输出9CP环路滤波器外接RC滤波网络10Vtune误差控制电压输出通过上拉电阻输出直流电压并加到VCO11SW总线选择开关接地时选择I2C总线方式；悬空时选择3总线方式12LOCK/ADC锁定标志/ADC输入3总线方式时为锁定标志，低电平有效；I2C总线方式时5为电平ADC输入端13SCL串行时钟下降沿时将SDA输出的数据锁存14SDA串行数据在3总线方式时， 18bit、19bit和27bit三种数据可供选择15CE片选高电平有效16xTAL基准振荡输入通常外接4MHz晶体表2 写状态数据格式
字 节MSB数据字节LSB地址字节（ADB）11000MA1MA0 分频字节（DI1）0N14N13N12N11N10N9N8分频字节2（DB2）N7N6N5N4N3N2N1N0控制字节（CB）1CPT2T1T0RSARSB0S电子开字节（BB）空空空空BS4BS3BS2BS1３ 内部结构和工作原理
ＴＳＡ５５２６的内部结构框图如图２所示，它包括射频处理单元、基准处理单元、相位比较和输出单元以及接口控制单元等四部分。射频处理单元对输入的射频小进行放大和８分频，再送到１５ｂｉｔ可编程分频器，分频比的大小可根据输入射频的频率来确定。基准处理单元中的基准振荡器通过外接晶体产生基准，同时经基准分频器产生基准。基准分频器通过编程可选５１２、６４０和１０２４三种分频比。经过分频处理后的两路同时加到数字式相位比较器，然后经电荷泵、放大器和驱动三极管后得到误差控制电压输出。接口控制单元用于实现微处理器与该器件的通信，它一方面接收微处理器送来的数据并在内部处理以形成各种控制指令；另一方面将本器件的状态送往微处理器。通过ＳＷ端的不同连接，可选择两种串行通信方式：Ｉ２Ｃ总线方式和３总线方式。
图2
３．１ Ｉ２Ｃ总线方式
ａ． 写状态Ｒ／Ｗ＝０
在写状态时，对ＴＳＡ５５２６编程需要四个数据字节，并应在地址字节传输后将数据字节送入芯片。当地址字节第一字节传输后，Ｉ２Ｃ总线的收发会使地址字节和数据字节连在一起，并在一个传输过程中传输完毕。如果地址字节后的第一个数据字节为分频字节或控制字节，则芯片将被部分编程。表２是其数据字节定义。表中，ＭＡ１和ＭＡ０是可编程地址位，用于控制加到片选端的电压。Ｎ１４～Ｎ０为可编程分频比，其分频比为：
Ｎ＝Ｎ１４×２１４＋Ｎ１３×２１３＋…＋Ｎ１×２＋Ｎ０
ＣＰ为控制电荷泵电流大小位，ＣＰ为０，对应电流为６０μＡ，ＣＰ为１时，电流为２８０μＡ缺省值。Ｔ２～Ｔ０代表测试位。ＲＳＡ和ＲＳＢ为基准分频比选择位。０Ｓ为可调放大器控制位，０Ｓ位为０时，可调放大器接通缺省值，０Ｓ位为１时断开。ＢＳ４～ＢＳ１是ＰＮＰ电子开关控制位，其对应关系是：当ＢＳｎ为０时，电子开关ｎ接通；当ＢＳｎ为１时，电子开关ｎ断开。
表3 读状态数据格式
字节MSB数 据 字 节LSB地址字节11000MA1MA2R/W=1状态字节PORFLACPS11A2A1A0表4 3总线方式数据格式
数据形式D0D3D4D17D18D19D20D21D22D23D24D25D2618位BS4BS1N13N0 19位BS4BS1N14N1N0 27位BS4BS1N14N1N0-CPT2T1T0RSARSB0Sｂ．读状态Ｒ／Ｗ＝１
表３所列为读状态数据格式。当辅助地址位被识别之后，将自动产生一个响应脉冲到ＳＤＡ线上。ＳＤＡ线上的数据在ＳＣＬ时钟为高电平时有效，数据字节在ＳＤＡ线上产生应答之后从器件中读出；如果没有主应答产生，传输过程就会结束，此时芯片将释放数据线从而使微控制器产生终止条件。当上电时，ＰＯＲ标志被置为１，当检测到数据结束标志时，ＰＯＲ标志被复位读周期的结束。ＦＬ为进入锁存标志，用于表示何时循环建立起来。通过对ＦＬ置１或清零可对循环进行控制。ＡＣＰＳ为自动充电电流转换标志，当自动充电电流转换打开且循环锁定时，此标志为０，此时充电电流被强制为低。在其它条件下，ＡＣＰＳ为逻辑１。在Ｉ２Ｃ总线状态下，内置的Ａ／Ｄ转换器可将自动频率微调模拟电平转换成数字量并送往微控制器。
３．２ ３总线方式
在３总线方式下，该器件接收的数据有１８位、１９位和２７位三种，参见表４。在该方式下，当片选引脚ＣＥ由低电平变为高电平时，ＳＣＬ引脚输入时钟脉冲的下降沿会将ＳＤＡ引脚上的数据送入数据寄存器，数据的前四位用来控制电子开关的通断，在第五个时钟脉冲的上升沿，这四位数据被送入内部电子开关控制寄存器。如果传输的是１８或１９位数据字，那么，在片选线上电平由高向低转换时，频率位将被送入频率寄存器。在上电复位状态下，电荷泵电流为２８０μＡ，调谐电压输出被关断；而在标准模式下，当ＡＣＰＳ标志为高电位时，测试位Ｔ２～Ｔ０被置为００１，此时将禁止ＴＳＡ５５２６输出。当传输的是２７位数据字时，在时钟脉冲的第２０个上升沿到来时，频率位将被送入频率寄存器，而控制位则在片选引脚ＣＥ从高电平向低电平转换时送入控制寄存器。在这种方式下，基准分频比由ＲＳＡ和ＲＳＢ位确定，测试位（Ｔ２、Ｔ１、Ｔ０）、电荷泵控制位ＣＰ、分频比选择位（ＲＳＡ、ＲＳＢ）以及０Ｓ位只能进行２７位的传输。图３所示是３总线方式时的时序图。
表5 AT89C51内RAM中20H、21H、22H、23H的定义
字节地址D7D6D5D4D3D2D1D020HBS4BS3BS2BS1N14N13N12N1121HN10N9N8N7N6N5N4N322HN2N1N01100023H010000004 应用
ＴＳＡ５５２６在某航空电子设备检查仪中的应用电路如图４所示，图中，单片机与ＴＳＡ５５２６采用３总线方式进行通信。Ｐ１．０与ＳＣＬ引脚相连，用于串行时钟输出。Ｐ１．１与ＳＤＡ引脚相连，用于串行数据输出。Ｐ１．２与ＣＥ引脚相连以进行片选控制；电子开关ＢＳ１～ＢＳ４用于通
本页网址:
https://www.fwan.cn/mianfeilunwen/qitalunwen/83506.html
热点排行榜
